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    基于单片机的EPS驱动电路设计
    来源：尚大教育-通信学院 作者：辉辉 时间;2013-01-03 点击数： 尚大软考交流群：376154208
    电动助力转向系统（EPS,Electric Power Steering）是未来转向系统的发展方向。该系统由电动机直接提供转向助力，具有调整简单、装置灵活以及无论在何种工况下都能提供转向助力的特点。EPS最 为突出的是该系统可在不更换系统硬件的情况下，通过改变控制器软件的设计，十分方便地调节系统的助力特性，使汽车能在不同车速下获得不同的助力特性，以满足不同工况下驾驶员对路感的要求。

     　　电动助力转向系统（EPS,Electric Power Steering）是未来转向系统的发展方向。该系统由电动机直接提供转向助力，具有调整简单、装置灵活以及无论在何种工况下都能提供转向助力的特点。EPS最 为突出的是该系统可在不更换系统硬件的情况下，通过改变控制器软件的设计，十分方便地调节系统的助力特性，使汽车能在不同车速下获得不同的助力特性，以满足不同工况下驾驶员对路感的要求。


    　　电动助力转向系统（EPS）主要包括传感器、控制器和执行器三大部件。传感器将采集到的信号经过相应处理后输人到控制器，控制器运行内部控制算法，向执行器发出指令，控制执行器的动作，系统结 构如图1所示。其工作原理为：在操纵方向盘时，转矩传感器根据输人转向力矩的大小，产生出相应的电压信号，由此电动式动力系统就可以检测出操纵力的大小，同时，根据车速传感器产生的脉冲信号 又可测出车速，再控制电动机的电流，形成适当的转向助力。

    　　2 EPS控制系统硬件电路设计

    　　2.1 微控制器的选择

    　　MOTOROLA公司的MC9S12系列单片机是基于16位HCS12 CPU及0.5μm制造工艺的高速、高性能5.0V FLASH微控制器，是根据当前汽车的要求设计出来的一个系列。它使用了锁相环技术或内部倍频技术，使内 部总线速度大大高于时钟产生器的频率，在同样速度下所使用的时钟频率较同类单片机低很多，因而高频噪声低，抗干扰能力强，更适合于汽车内部恶劣的环境。设计方案采用MC9S12DP256单片机，其主 频高达25 MHz,同时片上还集成了许多标准模块，包括2个异步串行通信口SCI,3个同步串行通信口SPI,8通道输人捕捉/输出比较定时器、2个10位8通道A/D转换模块、1个8通道脉宽调制模块、49个独立 数字I/0口（其中20个具有外部中断及唤醒功能）、兼容CAN2.OA/B协议的5个CAN模块以及一个内部IC总线模块；片内拥有256 KB的Flash EEPROM,12KB的RAM及4KB的EEPROM,资源十分丰富。

    　　2.2 硬件电路总体框架

    　　电动助力转向系统的硬件电路主要包括以下模块：MC9S12DP256微控制器、电源电路、信号处理电路、直流电机功率驱动模块、故障诊断模块与显示模块、车速传感器、扭矩传感器、发动机点火信号、电 流及电流传感器等接人处理电路，另外还有电磁离合器等。

    　　直流电动机是EPS系统的执行元件，电机的控制电路在系统设计中有着特殊的地位。在本系统中采用脉宽调制（PWM）控制H桥电路实施对直流电动机的控制，由4个功率MOSFET组成，如图3所示。采用PWM 伺服控制方式，MOSFET功率管的驱动电路简单，工作频率高，可工作在上百千赫的开关状态下。系统采用4个International Reetifier公司生产的IRF3205型MOSFET功率管组成H桥路的4个臂。IRF3205具 有8 mΩ导通电阻、功耗小、耐压达55V、最大直流电流110A、满足EPS系统对MOSFET功率管低压（正常工作不超过15V）大电流（额定电流30 A）的要求。
     
    　　2.3.1 H桥上侧桥臂MOSFET功率管驱动电路设计

    　　上侧桥臂的MOSFET功率管驱动电路如图4所示，其中Qa/Qb为上侧桥臂的功率MOSFET a管或b管，vdble为倍压电源电路提供的电源电压。当MOSFET的控制信号a（b）为高电平时，Q1和Q2导通，电源通过Q2 ,D1以及R5与C1的并联电路向Qa充电，直至Qa完全导通，Q3截止。当Qa导通时，忽略Qa的漏极和源极之间的电压降，则Qa的源极电压等于蓄电池电源电压。此时，Qa的栅-源极电压降VGS=（ Vdble-VCE- VF-Vbat），其中VCE为2N2907的集一射极饱和导通电压，其典型值为0.4V,VF为D1的正向导通压降，其典型值为0.34V,Vbat为蓄电池电压。为保证器件可靠导通，降低器件的直流导通损耗，VGS不低于 l0V.因此需设计高效的倍压电源电路，以保证Vdble的值足够大，满足功率MOSFET的驱动要求。如果蓄电池电压为12V时，Vdble≥12V+0.34V+0.4V+10V=22.74V.

    　　当MOSFET的控制信号a（b）管为低电平时，Q1和Q2均截止，Q3导通，Qa的栅-源极电压通过R5与C1的并联电路及Q3迅速释放，直至Qa关断。Qa关断时，连接其栅-源之间的电阻R6使其栅-源电压为零。 IRF3205的导通门限电压为2~4V,OV的栅-源极电压能够使其关断。

    　　2.3.2 下侧桥臂的功率MOSFET管驱动电路

    　　下侧桥臂的功率MOSFET驱动电路如图5所示，其中Qc/Qd为下侧桥臂的功率MOSFET的c管或d管。当MOSFET的控制信号c（d）为高电平时，Q1导通，Q2截止，Q1的栅极电压通过R3与C1组成的并联电路、D1及 Q1迅速释放，Qc/Qd关断。

    　　当MOSFET的控制信号c（d）低电平时， Q1截止，Q2导通，电源通过Q2以及R3与C,组成的并联电路对Qc的栅极充电，直至Qc完全导通。当Qc导通时，其栅-源极电压等于电源电压减去Q2的集-射极饱和导 通电压，而电源电压又等于蓄电池电压减去1N5819二极管的正向导通电压。所以，Qc的栅-源极电压VGS=（Vbat-VCE-VF），当蓄电池电压为12V,取各参数为典型值得Qc的栅-源极电压为11.26V,满足 IRF3205的栅极驱动（10V）所需的电压

    　　2.4 蓄电池倍压工作电源

    　　由于上侧桥臂的MOSFET功率管的栅-源电压必需大于22.74V,而蓄电池电压只有12V.因此需要设计蓄电池倍压电源，产生二倍于蓄电池电压的电源电压，提供给H桥a、b功率管的驱动电路，保证高侧 MOSFET功率管能够完全导通。

    　　电源倍压电路如图6所示，NE555定时器工作于多谐振荡器模式，于引脚3产生幅值等于NE555的供电电压，频率为1/0.7（R2+2R1）C1的矩形波。C3、C4,Dl和D2构成电荷泵电路。当NE555引脚3输出高电平 时，由于电容电压不能突变，C3正极电压为24V或接近24V,并通过D2向C4充电，使C4电压为24V或接近24V.由于受电路的工作效率、二极管D1和D2上的正向电压降以及负载能力的限制，使得系统输出电 压低于供电电压的2倍。
     
    　　3 电机驱动电路台架试验

    　　根据电动转向控制系统对稳定性和跟踪性的需要，采用最优H二控制器编制电动转向系统控制程序，并在汽车电动转向试验台上进行台架模拟试验，车速信号用模拟车速传感器发出的脉冲信号代替网。图 7为中等车速转向助力时，测量的方向盘转矩（T）和助力电动机电流（I）变化曲线。从图7中可以看出，在转向过程中，助力电动机电流随着方向盘转矩的变化而变化，电动机电流的变化趋势和方向盘 转矩的变化趋势相吻合，表明电动机的助力转矩对方向盘转矩有良好的跟踪性能。转向操作时，无助力滞后感，转向平稳，表明转向系统具有良好的跟踪性能和操纵稳定性。
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